Vom Overload-Stromsensor zur
elektronischen Sicherung
Theorie: Teil I
- Elektronik-Minikurse: Inhaltsverzeichnis WICHTIG: Diverse technische Infos
- Elektronik-Minikurse: Philosophie (Sinn, Vorwissen, Praxisbezug)
- Hilfe bei Leserfragen. (WICHTIG: Unbedingt zur Kenntnis nehmen!)
- Simulieren und Experimentieren, ein Vorwort von Jochen Zilg
- Autor: Thomas Schaerer Opamp-Buch Timer555-Buch
Einleitung und Quelle der Idee
Früher kaufte ich regelmässig zur Sommerzeit das Halbleiterheft von
Elektor
mit seinen mehr als 100 Schaltungen, Ideen und Tipps. Betreffs zur
Messung des Stromes auf einer DC-Betriebsspannung gab es in der
Schaltung Nummer 035 in der Ausgabe des Jahres 2000 einen interessanten
Beitrag mit dem Titel
Rail-to-Rail_und_Over-the-Top-Opamp
von Gregor Kleine. Zur Anwendung kommt der spezielle Operationsverstärker
LT1783
von
Linear-Technology.
Das Besondere an diesem Operationsverstärker ist die Eigenschaft, dass
die Gleichtakt-Eingangsspannung deutlich über der positiven
Betriebsspannung liegen darf.
Uns interessiert hier weniger eine präzise Messung des Stromes der
DC-Betriebsspannung, sondern das elektronische Erkennen, wenn ein
gewisser Strom überschritten wird, mit dem ein Alarm oder/und die
Abschaltung eines Verbrauchers ausgelöst werden kann, - also eine
elektronische Sicherung. Im Fokus steht die Anwendung mit einem
Allzweck-Billig-Operationsverstärker, der für diesen Zweck sicher die
Eigenschaft der Common-Mode-Spannung bis zur Betriebsspannung
(Single-Supply-Modus) aufweist. Als Vorlage dient die ELEKTOR-Schaltung
Nummer 42 aus der selben Elektor-Ausgabe mit dem Titel
Empfindlicher_Overload-Sensor.
Der BiFET-Operationsverstärker LF351 arbeitet als Komparator, wobei auch
ein geeigneter echter Komparator in Frage kommen kann. Ein echter
Komparator unterscheidet sich vom Operationsverstärker durch die in der
Regel einfachere IC-interne Schaltung und darin, dass diese Schaltung
keine Frequenzgang-Kompensation aufweist. Ein Operationsverstärker darf
hier jedoch zum Einsatz kommen, weil die durch die
Frequenzgang-Kompensation reduzierte Geschwindigkeit kein Problem
darstellt.
Bei dieser Anwendung führt das Gleichtaktsignal bis zur positiven
Betriebsspannung des Operationsverstärkers. Man ist geneigt anzunehmen,
dass dies nur mit speziellen Operationsverstärkern mit
Rail-to-Rail-Eigenschaften möglich ist. Dies stimmt jedoch nicht.
Offenbar ist es so, dass ein "normaler" Operationsverstärker in der Lage
ist, Gleichtakt-Spannungen bis zur positiven oder bis zur
negativen Betriebsspannung zu verarbeiten, je nach Beschaltung seiner
Eingangsstufe.
Die Elektor-Schaltung mit dem LF351
Wir befassen uns zunächst mit der Schaltung Nummer 042 aus dem Elektor-Halbleiterheft des Jahres 2000, wie in der Einleitung erwähnt, mit Teilbild 1.1:
Ich baute auf einem Testboard die Schaltung kurzentschlossen auf und
testete sie. Ich staunte wie sie tadellos mit dem
LF351
funktioniert. Ich testete die Schaltung dann auch noch mit den etwas
moderneren BiFET-Operationsverstärkern
LF356,
TL071,
TL081
und mit dem bipolaren (BJT) "Grossvater"
LM741
bzw. µA741,
LM301 und
LM307.
Die Schaltung arbeitet ebenfalls einwandfrei. Ich testete die Schaltung
mit reduzierter Betriebsspannung an Pin 7 des Operationsverstärkers OA.
Man unterbricht dazu die Verbindung von +Ue zum Pin 7 des OA, und fügt
eine Germaniumdiode Ge oder eine Siliziumdiode Si ein. Mit Ge wird die
OA-Betriebsspannung an Pin 7 um etwa 0.2 VDC und mit Si um etwa 0.7 VDC
(Teilbild 1.2) reduziert. Dadurch ist die Common-Mode-Spannung um 0.2 V
bzw. 0.7 V höher als die OA-Betriebsspannung (Pin 7). Die Schaltung
funktioniert bei allen genannten Operationsverstärkern noch immer
problemlos, wenn an den OA-Eingängen die Spannung um 0.2 VDC höher ist
als die Spannung an Pin 7 von OA. Bei 0.7 VDC ist jedoch die kritische
Funktionsgrenze erreicht.
Fazit: Mit einer maximalen Eingangsspannung am Operationsverstärker OA
von 0.2 VDC über der Betriebsspannung an Pin 7, gibt es eine gute
Sicherheit, dass die Schaltung korrekt arbeitet.
Natürlich blieb es bei diesem Experiment nicht bei Einzelversuchen pro
IC-Typ. Dank des vorhandenen Lagers gab es pro IC-Typ mindestens 20
Stück, die ich erfolgreich testete, wobei nicht immer alle vom selben
Hersteller waren. Allerdings: Trotz diesem erfolgreichen Versuch sind
diese Operationsverstärker keine echten Rail-to-Rail-Exemplare, was aus
den Datenblättern zum Teil auch hervorgeht. Ich gehe weiter unten etwas
näher darauf ein!
Eine gewisse Grosszügigkeit in der Abweichung von bestimmten
Worstcase-Daten ist alleine schon dadurch zulässig, weil der
Operationsverstärker "nur" als Komparator arbeitet. Es besteht daher
kein Anspruch auf hohe Linearität und bei dieser Anwendung ebenso wenig
auf hohe Geschwindigkeit. Bevor wir noch ein Weilchen bei diesem Thema
ab Bild 2 bleiben werden, sei hier kurz die Funktionsweise der Schaltung
von Teilbild 1.1 erklärt. Dazu noch einmal das selbe Bild:
Teilbild 1.1: Wenn der Ausgang +Ua unbelastet ist, ist die Spannung am invertierenden Eingang Pin 2 des Operationsverstärker identisch mit +Ue und somit auch mit der Betriebsspannung an Pin 7, weil es gibt über Rs keine Spannung. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang Pin 3 ist um die Durchfluss-Spannung der Schottky-Diode D1 (z.B. BAT85 oder BAT43) um etwa 0.3 V niedriger als +Ue. Diese etwa 0.3 V gelten für einen D1-Strom im unteren mA-Bereich. R1 ist entsprechend zu dimensionieren. Bei starker Veränderung von Ue, empfiehlt sich an Stelle von eine Konstantstromquelle. Es genügt eine einfache Schaltung z.B. mit einem JFET-Konstantstromzweipol. Mehr dazu liest man im Kapitel "Der FET-Konstantstromzweipol" Im Elektronik-Minikurs:
Bei diesem Zustand bei der die Spannung am invertierenden Eingang positiver ist als beim nichtinvertierenden, ist Uc (c = control) beinahe auf GND, d.h. auf etwa +1.5 VDC gesetzt. Steigt der Laststrom am Ausgang +Ua und somit der Strom Is soweit an, dass die Spannung über dem Shuntwiderstand Rs grösser wird als die D1-Durchfluss-Spannung, ändert sich die Polarität an den beiden Eingängen des Operationsverstärkers. Die Spannung am invertierenden Eingang wird negativ zur Spannung am nichtinvertierenden Eingang. Der als Komparator beschaltete Operationsverstärker kippt an Uc auf beinahe +Ue, d.h. etwa 1.5 VDC unterhalb von +Ue, je nach Belastung von Uc. Uc kann verwendet werden um den Überlastzustand anzuzeigen oder man benutzt Uc um die Überlast, z.B. mittels (Halbleiter-)Relais, abzuschalten. Selbstverständlich kann man mit Uc nicht direkt ein (Halbleiter-)Relais steuern. Das richtige Funktionieren setzt voraus, dass der Überlastzustand gespeichert wird. Vor allem dann, wenn man eine elektronische Sicherung realisieren will. Wie man so etwas realisiert, erfährt man in Teil II dieses Elektronik-Minikurses.
Operationsverstärker-Eingangsstufen
Dieses Kapitel soll zeigen, warum gewisse Operationsverstärker, die
nicht speziell für die Rail-to-Rail-Funktion realisiert sind, sich
trotzdem dafür eignen Strommessungen mit reduzierter Präzision an der
positiven Betriebsspannung durchzuführen, d.h. die Gleichtaktspannung an
den Eingängen bis zur positiven Betriebsspannung reicht. Man bezeichnet
eine solche Anwendung Highside-Application. Die praktische Anwendung
beschränkt sich hier auf eine reine Komparatorfunktion.
Unter reduzierter Präzision ist die mangalhafte Linearität zu verstehen.
Eigene Untersuchungen zeigen, dass im Messbereichereich von 0.1 A bis 1
A eine Nichtlinearität von etwa 3 % zu erwarten ist. Es geht dabei um
diese Art der Schaltung mit der Bezeichnung
Current-Monitor.
Diese Nichtlinearität ist angedeutet mit dem Hinweis:
*(increase R1 for IL small).
R1 ist der Shuntwiderstand zur Messung des Stromes. Das soeben gezeigte
Prinzip kommt hier nicht zur Anwendung. Ich zeige sie nur deshalb, weil
diese Schaltung, auch mit einem MOSFET anstelle eines bipolaren
Transistors (BJT), in diversen Application-Notes zu sehen ist. Die
Nichtlinearität bleibt etwa die selbe, - auch mit einem MOSFET.
Wir befassen uns hier weiter mit den Unterschieden von Eingangsstufen
der Operationsverstärker. Weiter unten, in diesem Kapitel, kommen wir
noch einmal zurück zum Thema der Strommessung mit der selben Schaltung
mit dem Link zum
Current-Monitor.
Die Formel im roten Rechteck zeigt, dass der LM124 (LM324) nicht
highside-fähig ist. Dies bedeutet, dass die Betriebsspannung des LM124
(LM324) mindesten um 2 VDC höher sein muss, als die Betriebsspannung des
Lastkreises. Das selbe gilt für den LM158 (LM358), der als
Dual-Operationsverstärker der kleine Bruder des LM124 (LM324).
Wir betrachten zunächst in Bild 2 die Eingangsstufe des bipolaren
Operationsverstärkers
LM741:
Bild 2 zeigt die typische NPN-Differenzeingangsstufe des eigentlich
längst betagten Operationsverstärkers 741, der jedoch noch immer häufig
zum Einsatz kommen muss, weil dies fällt auf, wenn man sich die
LM741-Angebote bei
Distrelec
oder
Farnell
anschaut (Juni 2018). Es gibt andere bipolare Operationsverstärker mit
ähnlichen NPN-Differenzeingangsstufen, wie z.B. der LM301. Das Typische
an diesen Stufen ist, dass die Eingangsspannung am invertierenden oder
nichtinvertierenden Eingang mindestens um den Wert der
Basis-Emitter-Spannung von T1 oder T2 über V- liegen muss, damit diese
Transistoren überhaupt arbeiten können, weil sonst kein Basisstrom
fliesst. Wegen der umgebenden Schaltung muss diese minimale Spannung
jedoch höher sein. Es sind etwa 2 V. Ohne diesen minimalen Spannungshub
über V- ist der Operationsverstärker nicht brauchbar.
Wie aber sieht es aus, wenn man den invertierenden oder
nichtinvertierenden Eingang, also die Basen von T1 oder T2, auf die
gegenüberliegende Seite der Betriebsspannung nach V+ legt? Dadurch liegt
am Emitter von T1 oder T2 eine Spannung, die um die eigene
Basis-Emitter-Spannung plus derselben von T3 niedriger ist als V+. Die
Kollektor-Emitter-Spannung von T3 entspricht immer seiner
Basis-Emitter-Spannung, weil die Basis mit dem Kollektor verbunden ist.
Die Kollektor-Emitter-Spannung von T3 hat deshalb einen relativ
konstanten Wert, nämlich die einer Si-Diode von etwa 0.7 V.
Wird die Spannung an der Basis von T1 oder T2 über V+ hinaus weiter
erhöht, wird die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 oder T2 als wie
niedriger. Wenn dadurch die konstante Kollektor-Emitter-Spannung von T3
unterdrückt wird, hört die Funktionsfähigkeit des Operationsverstärkers
auf. Daher darf der nichtinvertierende und der invertierende Eingang
bestenfalls wenige 100 mV den Wert von V+ übersteigen, weshalb ein Test
mit einem Wert von etwa 200 mV (Germanium-Diode Ge beim Anschluss 7) in
Teilbild 1.2 gerade noch
sicher funktioniert. Jedoch zeigt dieses Schema mit dem LF351 ein
BiFET-Operationsverstärker mit P-Kanal-JFETs an den Eingängen, der zum
selben wünschenswerten Effekt führt.
Bild 3 zeigt eine einfache Differenzeingangstufe eines
BiFET-Operationsverstärkers. Es geht hier um den vielleicht ältesten
dieser Art, den LF13741. Er besteht aus einem 741-er mit einem
vorgeschalteten Differenz-JFET-Impedanzwandler, zwecks eines drastisch
höheren Eingangswiderstandes. Später folgten BiFET-Operationsverstärker
wie LF351, LF356, TL061 bis TL064, TL071 bis TL074, TL081 bis
TL084 und viele mehr. BiFET bedeutet, dass am Eingang JFETs zum Einsatz
kommen, aber der grosse Rest des Operationsverstärkers aus vielen
bipolaren NPN- und PNP-Transistoren (BJT) besteht. Hier die Schaltung des
BiFET
TL071.
als Beispiel. Die drei Widerstände im roten Rahmen am Ausgang der
Endstufe, helfen mit, dass eine niedrige kapazitive Last an OUT nicht
gleich Oszillationseffekte erzeugt. Sollte dies nicht genügen, käme eine
so genannte Lead-Kompensation zur Anwendung. Zu diesem Thema liest man
mehr in
Operationsverstärker II
im Kapitel "Die kapazitive Last am Ausgang des Opamp
(Lead-Kompensation)".
Wie bereits angedeutet, funktioniert die Highside-Stromsensorschaltung
auch mit diesen bekannten und traditionsreichen
BiFET-Operationsverstärkern. Warum dies so ist, wollen wir am
LF13741,
wegen seiner einfachen Impedanzwandlerschaltung, in Bild 3, näher
betrachten. Es sei an dieser Stelle erwähnt, dass es zum LF13741 eine
Applicationnote im Datenblatt mit dem Titel "Supply Current
Indicator/Limiter" gibt, die exakt
Teilbild 1.1
entspricht. Dass dies funktioniert wird im Diagramm "Positive
Common-Mode Input Voltage Limit" bestätigt! Das
Diagramm "Negative Common-Mode Input Voltage Limit"
bestätigt, dass es auf die negative Betriebsspannung nicht zutrifft.
Beide Diagramme zum Vergleich beisammen, sieht man
hier.
Die beiden
P-Kanal-Sperrschicht-FETs
(Junction-FETs = JFETs) T1 und T2 arbeiten als
nichtspannungsverstärkende Impedanzwandler. Anstelle der üblichen
Sourcewiderstände sind Konstantstromquellen geschaltet, welche mit den
beiden P-Kanal-JFETs T3 und T4 realisiert sind. Konstante Stromquellen
haben gegenüber Widerständen den grossen Vorteil des hohen
differenziellen Widerstandes. Dadurch werden Änderungen der
Sourcespannung von T1 oder T2 praktisch nicht belastet, weil sich der
Strom nicht ändert und deshalb liegt die Verstärkung sehr nahe bei 1, so
wie es bei einer reinen Impedanzwandlung auch sein sollte. Es gibt aber
noch einen ganz anderen praktischen Grund weshalb man Stromquellen den
Widerständen vorzieht: Die Abmessungen auf dem Silizium-Chip sind beim
Einsatz von Widerständen mit hohen Widerstandswerten deutlich grösser
als Stromquellen mit benötigen.
Betrachten wir den JFET T1 (invertierender Eingang) etwas genauer. Was
geschieht wenn die Gatespannung von V- nach V+ verändert wird? Wenn die
Gatespannung nahe bei V- liegt, hat der Drain-Source-Widerstand von T1
einen sehr niedrigen Wert. Würde man mit der Gatespannung V- erreichen
oder sogar unterschreiten, fliesst sogar ein Gatestrom. In diesem
Zustand ist T1 und damit der ganze Operationsverstärker nicht mehr
funktionsfähig. Verändert man die Gatespannung in Richtung V+ steigt der
Drain-Source-Widerstand von T1 dadurch, dass die Gatespannung stetig
positiver wird als die Sourcespannung, beides gemessen gegen V-.
Damit die Konstantstromquelle mit T3 einwandfrei arbeitet, darf die
Spannung zwischen der Source und Drain (V-) von T1 nur soweit ansteigen,
dass ein minimal notwendiger Spannungsabfall zwischen Drain und Source
von T3 nicht unterschritten wird. Da jedoch die Gate-Source-Spannung von
T1 zwecks Steuerung an diesem oberen Ende, in der Nähe von V+,
mindestens den selben Spannungswert aufweisen muss, gleicht diese den
Drain-Source-Spannungsabfall von T3 aus und daher ist es möglich, dass
das Gate von T1 die Spannung von V+ annehmen darf und der
Operationsverstärker trotzdem steuerungsfähig bleibt. Auch hier
vorausgesetzt, man stellt in diesem Arbeitsbereich keine besonderen
Anforderungen an die Linearität, wie dies im Falle der
Komparatorfunktion auch nicht nötig ist. Wir haben hier die selbe
Highside-Voraussetzung wie bei einem bipolaren Operationsverstärker mit
einer NPN-Differenzeingangsstufe, entsprechend dem Beispiel des alten
741, LM307 oder LM301.
Bild 4 zeigt die typische PNP-Differenzeingangsstufe des
legendären Quad-Operationsverstärkers
LM324
der Dual-Operationsverstärkers LM358 (gleiche Schaltung und gleiche
Daten wie LM324).
Aus der bisherigen Beschreibung zu
Bild 2
mit der NPN-Differenzeingangsstufe wird schnell klar, dass solche
Operationsverstärker (Bild 4) nicht highside-, jedoch lowsidefähig sind.
Solche Operationsverstärker wären also in der Lage auf der negativen
Betriebsspannung V- als Lowside-Stromsensorschaltungen zu arbeiten. Im
Single-Betriebsspannungsmodus wäre dies dann die GND-Speisung. Genau
deswegen wurden diese Operationsverstärker mit den
PNP-Differenzeingangsstufen auch entwickelt: Sie eignen sich speziell
für den Singlesupply-Modus.
Kurz ein paar Worte zur Schaltung in Bild 4: Die Kaskadenschaltung von
T1 mit T3, bzw. T2 mit T4, macht die Eingänge auch mit bipolaren
Transistoren (BJT) sehr hochohmig. T5 und T6 bilden eine typische
Stromspiegelschaltung.
Dadurch erreichen T3 und T4 eine hohe Verstärkung. Der Ausgang des
Kollektors von T3 geht zur nachfolgenden frequenzgangkompensierten
Zwischenverstärkerstufe, die hier bloss mit einem Pfeil angedeutet ist.
Die Transistoren T1 und T2, welche auf die Eingänge folgen, können nur
dann arbeiten, wenn auch Basisströme fliessen können. Das heisst, dass
die maximale Spannung an diesen Eingängen mindestens den Wert um zwei
Basis-Emitter-Schwellenspannung plus einen minimalen Spannungsabfall an
der Stromquelle I niedriger sein muss als V+. Tatsächlich wird in einer
LM324-Applicationnote zum Thema
Current-Monitor
darauf hingewiesen, dass der Spannungspegel beim Messwiderstand
mindestens 2 V niedriger sein muss als V+. Beim BJT LM741, LM301 etc.
und JFET LF356, TL071 etc. ist diese Spannungsreduktion nicht notwendig,
weshalb diese Operationsverstärker sich für eine
Highside-Stromsensorschaltung eignen.
Warnung: Ein wichtiger Hinweis!
Wenn jemand eine Stromsensorschaltung dieser Art, für eine Geräteserie
realisieren will, sei allerdings, trotz meinen vielfachen Versuchen,
gewarnt. Eine sehr hohe Funktionssicherheit kann nur dann gewährleistet
werden, wenn die Worstcase-Bedingungen des Datenblattes zum verwendeten
Operationsverstärkers zu 100 Prozent eingehalten werden. Für
Selbstbauprojekte eignen sich die gezeigten Schaltungen, auch die
Schaltung in
Teil II, durchaus. Verwendet
man z.B. den für die Eingangsspannung gut dokumentierten
LM301,
arbeitet diese Schaltung sehr zuverlässig, weil gemäss Diagramm
Minimum_Input-Voltage-Range
die positive Eingangsspannung die positive Betriebsspannung sicher
erreichen darf. Der rote Pfeil 1 zeigt z.B. die maximale Eingsspannung
bei der Betriebsspannung von 15 VDC. Bei 12 VDC (Pfeil 2) sind die Werte
identisch und bei 5 VDC (Pfeil 3) scheint die zulässige
Eingangsspannung knapp oberhalb von 5 VDC zu liegen. Man erkennt aber,
trotz erfolgreicher Experimente, befindet sich die Schaltung im
Grenzbereich.
Der LM301 ist bei
Distrelec
und bei
Farnell
noch immer leicht erhältlich (Juni 2018).
Fazit: Will man jedoch auf Nummer Ganz-Sicher gehen, sollte man echte
Rail-to-Rail-Operationsverstärker (z.B.
LT1783) einsetzen.
Für den Hobby-Elektroniker, den LT1783 gibt es nicht im DIP-Gehäuse!
Man muss bei der Evaluation von Rail-to-Rail-Operationsverstärkern
darauf achten, wie hoch die maximal zulässige Betriebsspannung im
Single-Supply-Mode ist. Beim LT1783 sind es 18 VDC. Vergleicht man mit
dem "normalen" Operationsverstärker LM301 sind es immerhin 36 VDC, was
auch für den TL071, TL081 (BiFET) und LF356 (BiFET) zutrifft. Dazu das
Diagramm zum LF356
Positive_Common-Mode_Input-Voltage-Limit.
Dieses Diagramm zeigt, dass die Eingangsspannung bei jeder
Betriebsspannung zwischen 5 VDC und 20 VDC eindeutig leicht positiver
sein darf. Daher eignet sich der LF356 (BiFET) hier besonders gut. Je
nach Projekt und je nachdem welche Sicherheit und Zuverlässigkeit man
einräumen muss, darf man hier schon überlegen, ob man den LF356 evtl.
industriell bei kleinen Stückzahlen einsetzen darf. Das muss von Fall zu
Fall entschieden werden. Das selbe trifft vielleicht auch auf den TL071
(TL081) zu, leider fehlen dazu die notwendigen Diagramme. Es gibt in den
"Electrical Characteristics" einzig für die Betriebsspannung von ±15 VDC
für den Common-mode-input-voltage-range den Wert -12 V bis +15 V. Dies
zeigt wenigsten, dass der TL071 (TL081) bis zur positiven
Betriebsspannung gesteuert werden kann.
Betriebsspannung etwas höher: Es gibt eine alternative
Möglichkeit, nämlich die, eine zusätzliche positive
Hilfsbetriebsspannung für den Operationsverstärker zu erzeugen, die um
einige Volt über der positiven Betriebsspannung +Ue liegt, die
stromüberwacht werden soll. Dies hat den Vorteil, dass man definitiv
beliebige Operationsverstärker und Komparatoren einsetzen kann. So z.B.
auch den LM358, bzw. LM324. Bei einem Netzteil mit Netztrafo ist dies
etwa ebenso leicht zu bewerkstelligen, wie bei Batteriebetrieb oder mit
einer andern DC-Spannungsquelle, bei der auf keine sekundäre AC-Spannung
zugegriffen werden kann, wie z.B. bei einem Schaltregler. Beim Netztrafo
mit Gleichrichterschaltung kann man eine zusätzliche Gleichrichtung mit
Spannungsverdoppler realisieren und danach mittels einer Z-Diode
(Zenerdiode) die Spannung auf wenige Volt über der Betriebsspannung +Ue,
dessen Strom überwacht werden soll, begrenzen. Siehe dazu das Kapitel
"Trafo, Gleichrichter und Spannungsverdoppler" im
Elektronik-Minikurs
Renovation_eines_"Steinzeit"-Netzgerätes.
Hier einen kurzen Blick zum
Spannungsverdoppler.
Für die hier diskutierte Anwendung kann alternativ die mit einem
Rechteckgenerator RG, Dioden D1 und D2, Elcos C1, C2 und C3
gleichgerichtete, verdoppelte und geglättete DC-Spannung erzeugt werden.
Diese wird mittels Widerstand R2 und Z-Diode Z auf eine konstante
Spannung von einigen Volt über der positiven Betriebsspannung +Ue
begrenzt, die den Operationsverstärker versorgt. Die Spannungsstabilität
einer Z-Diode genügt für diesen Zweck. Man betrachte dazu Bild 5:
RG ist ein Rechteckgenerator mit einer Amplitude in der Grösse der Betriebsspannung +Ue, wenn die Schaltung in CMOS realisiert ist. Die einfachste Methode besteht in der Verwendung des CMOS-Timer-IC oder TLC555 von LMC555 oder TLC555. C1 und D1 verschieben den Low-Pegel der Rechteckamplitude nach +Ue. Dadurch erreicht der High-Pegel, abzüglich der Durchfluss-Spannung von D1, etwa die doppelte Spannung von +Ue. D2 und C2 dienen der Gleichrichtung und Glättung. Über C2 liegt, abzüglich der beiden Diodenflussspannungen von D1 und D2 etwa die doppelte DC-Spannung von +Ue. Wenn +Ue niedrig ist, empfiehlt sich die Verwendung von D1 und D2 Schottky- statt Silizium-Dioden, damit der Spannungsabfall geringer ist. Im Falle von Si-Dioden eignen sich die Signaldioden 1N914 oder 1N4148, da der Strom sehr niedrig ist. Für die Überspannung für den Betrieb des Operationsverstärker genügen einige wenige Volt über +Ue. Dies erreicht man mit R2 und Z. R2 richtet sich nach dem Stromverbrauch von OA. Wenn dabei der Strom durch die Z-Diode noch etwa 1 bis 2 mA beträgt, ist die Wahl von R2 richtig. C3 dient der zusätzlichen Glättung der DC-Betriebsspannung von OA. Eine genaue Beschreibung dieser Methode mit einem praktischen Beispiel liest man im Elektronik-Minikurs:
-
Eine positive Zusatzspannung mit dem LMC555
ein Bild als Hinweis worum es geht...
Einstellbare Highside-Stromsensorschaltung
Im Vergleich zu Teilbild 1.1 hat es anstelle von R1 eine Konstantstromquelle, bestehend aus T1, R1, R2 und einer LED. Wie diese für den vorliegenden Zweck ausreichend temperaturkompensierte Konstantstromquelle funktioniert, liest man im Elektronik-Minikurs:
Im Vergleich zu Teilbild 1.1 hat es anstelle der einigermassen
spannungsstabilisierenden Schottky-Diode D1 das Trimmpotentiometer
(abk.: Trimmpot) P1 in der Funktion als variabler Widerstand. Die an P1
abfallende Spannung ist wegen der Konstantstromquelle ebenfalls
konstant. Wenn durch den Laststrom an +Ua die Spannung an Rs grösser
wird als die über P1, kippt Uc von beinahe GND auf beinahe +Ue. Die
Funktion von Bild 6 entspricht der von Teilbild 1.1, jedoch mit drei
signifikanten Vorteilen:
1.
Mit P1 kann die Schaltschwelle des Laststromes exakt eingestellt werden.
2.
Die Stromquelle ist weniger temperaturempfindlich als die Schottky-Diode
(Teilbild 1.1),
vorausgesetzt der konstante Strom und die Kollektor-Emitter-Spannung von
T1 verursachen eine so geringe Verlustleistung (10-mW-Bereich), dass T1
sich nicht nennenswert erwärmt. Änderungen in der Umgebungstemperatur
werden durch T1 und LED ausreichend kompensiert. Für den Zweck einer
elektronischen Überstromsicherung ist diese temperaturbedingte
Stabilität ausreichend genug.
3.
Mit der Schottky-Diode als Referenzspannung ist der Spannungsabfall bei
Volllast fix vorgegeben. Durch die Wahl von Rs, P1 und
IKONSTANT kann man die Spannung über Rs sehr
klein wählen. Dies verursacht weniger Verlustleistung und verbessert den
Wirkungsgrad. Falls Bedenken aufkommen, dass es schwierig sei sehr
niederohmige Widerstände zu kaufen, so sei man beruhigt. Es gibt solche
in SMD-Ausführung mit Werten bis minimal 1 Milli-Ohm auch in geringen
Stückzahlen z.B.bei
Conrad.
Einfach niederohm-widerstand eingeben (Juni 2018).
Elektronische Sicherung
Den zweiten Teil, eine nachbaubare praktische Schaltung, gibt es in einem speziellen Elektronik-Minikurs zum Thema elektronische Sicherungen:
Thomas Schaerer, 23.10.2000 ; 26.06.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 21.12.2003 ; 19.11.2004 ; 21.02.2005 ; 19.05.2006 ; 28.06.2018